Wat gaan aan met digitale afskakelaars - Deel 2

In die eerste deel van hierdie artikel, What's Up with Digital Downconverters — Part 1, het ons gekyk na die industrie se poging om meer frekwensies in RF -bande met 'n hoër frekwensie te monsternemeer en hoe digitale downconverters (DDC's) hierdie tipe radioargitektuur moontlik kan maak. Verskeie tegniese aspekte is bespreek rakende die DDC wat in die AD9680 -familie van produkte voorkom. Een so 'n aspek was dat bandbreedtes met groter insamelingsteekproewe radio -argitekture moontlik maak wat direk by hoër RF -frekwensies kan monster en die insetseine direk na basisband kan omskakel. Die DDC stel 'n RF -steekproef ADC in staat om sulke seine te digitaliseer sonder die koste van 'n groot hoeveelheid data -deurvoer. Die afstem- en desimeringsfilter wat in die DDC voorkom, kan gebruik word om die invoerband af te stem en ongewenste frekwensies te filter. In hierdie aflewering sal ons die desimeringsfiltering van nader bekyk en toepas op die voorbeeld wat in Deel 1 bespreek is. Boonop kyk ons ​​na Virtual Eval, wat die ADIsimADC -enjin insluit in 'n nuwe en opgeknapte sagteware -simulasie -instrument. Virtuele evaluering sal gebruik word om aan te toon hoe die gesimuleerde resultaat ooreenstem met die gemete data uit die voorbeeld. In Deel 1 het ons na 'n voorbeeld gekyk waar ons die NCO en desimeringsfiltering in die DDC gebruik het om die gevolge van frekwensievou en translasie in die DDC te sien. Nou sal ons die desimeringsfiltering van nader bekyk en hoe ADC -aliasing die effektiewe reaksie van die desimasiefiltrasie beïnvloed. Weereens kyk ons ​​na die AD9680 as 'n voorbeeld. Die desimeringsfilterreaksies word genormaliseer sodat die reaksie gesien en verstaan ​​kan word en op elke snelheidsgraad toegepas kan word. Die antwoorde van die desimasie -filter skaal eenvoudig met die monstertempo. In die filterreaksieplotte wat hier ingesluit is, is die spesifieke invoegingsverlies vs. Die frekwensie word nie presies gegee nie, maar word figuurlik getoon om die benaderde reaksie van die filter te illustreer. Hierdie voorbeelde is bedoel om 'n hoë vlak begrip van desimasiefilterreaksies te gee om ongeveer te verstaan ​​waar die filterpasband en stopband woon. Onthou dat die AD9680 vier DDC's het wat bestaan ​​uit 'n NCO, tot vier kaskade halfband (HB) filters (waarna ook verwys word as desimasie filters), 'n opsionele 6 dB versterkingsblok en 'n opsionele kompleks na werklike omskakeling blok soos in figuur 1 geïllustreer. Soos ons in Deel 1 bespreek het, gaan die sein eers deur die NCO, wat die invoertone in frekwensie verskuif, dan deur die desimasie, optioneel deur die versterkingsblok, en opsioneel deur die kompleks na werklike omskakeling. Figuur 1. DDC -seinverwerkingsblokke in die AD9680. Ons sal eers begin kyk na die DDC -desimeringsfilters wanneer die kompleks na werklike omskakelingsblok in die AD9680 geaktiveer is. Dit beteken dat die DDC gekonfigureer sal word om 'n werklike invoer te aanvaar en 'n werklike uitset te hê. In die AD9680 skuif die komplekse na werklike omskakeling die insetfrekwensies outomaties in frekwensie met 'n bedrag gelyk aan fS/4. Figuur 2 toon die laagdeurlaatreaksie van die HB1-filter. Dit is die reaksie van HB1 wat die werklike en komplekse domeinrespons toon. Om die werklike werking van die filter te verstaan, is dit belangrik om eers die basiese filterreaksie in die werklike en komplekse domeine te sien, sodat die laagdeurlaatreaksie gesien kan word. Die HB1 -filter het 'n pasband van 38.5% van die werklike Nyquist -sone. Dit het ook 'n stopband wat 38.5% van die werklike Nyquist -sone is, met die oorgangsband wat die oorblywende 23% uitmaak. Net so in die komplekse domein vorm die deurlaatband en stopband elk 38.5% (77% totaal) van die komplekse Nyquist -sone, terwyl die oorgangsband die oorblywende 23% uitmaak. Soos figuur 2 illustreer, is die filter 'n spieëlbeeld tussen die werklike en komplekse domeine. Figuur 2. HB1 -filterreaksie - werklike en komplekse domeinreaksie. Nou kan ons sien wat gebeur as ons die DDC in werklike modus plaas deur die komplekse na werklike omskakelingsblok moontlik te maak. Deur die komplekse na werklike omskakeling moontlik te maak, lei dit tot 'n verskuiwing van fS/4 in die frekwensiedomein. Dit word geïllustreer in figuur 3, wat die frekwensieverskuiwing en die gevolglike filterrespons toon. Let op die soliede lyne en die stippellyne van die filterreaksie. Die soliede lyn en die skaduryke gebied dui aan dat dit die nuwe filterreaksie is na die fS/4 -frekwensieverskuiwing (die gevolglike filterreaksie kan nie die Nyquist -grens oorskry nie). Die stippellyne word ter illustrasie gegee om die filterreaksie wat sou bestaan, aan te toon as dit nie was om die Nyquist -grens binne te loop nie. Figuur 3. HB1 -filterreaksie - regte DDC -modus (kompleks tot werklike omskakeling geaktiveer). Let op dat die HB1 -filterbandwydte onveranderd bly tussen Figuur 2 en 3. Die verskil tussen die twee is die fS/4 frekwensieverskuiwing en die gevolglike middelfrekwensie binne die eerste Nyquist -sone. Let egter op dat ons in Figuur 2 38.5% van Nyquist het vir die werklike gedeelte van die sein en 38.5% van Nyquist vir die komplekse gedeelte van die sein. In Figuur 3, met die komplekse na werklike omskakelingsblok geaktiveer, is daar 77% van Nyquist vir die werklike sein en die komplekse domein is weggegooi. Die filterreaksie bly onveranderd, afgesien van die fS/4 -frekwensieverskuiwing. Let ook op as 'n produk van hierdie omskakeling dat die desimasiekoers nou gelyk is aan een. Die effektiewe monstertempo is steeds fS, maar in plaas van die hele Nyquist -sone is daar slegs 77% van die beskikbare bandwydte in die Nyquist -sone. Dit beteken dat met die HB1 -filter en die komplekse na werklike omskakelingsblok die desimasietempo gelyk is aan een (sien die AD9680 -gegewensblad vir meer inligting). Vervolgens kyk ons ​​na die filterreaksies van verskillende desimasietempo's (dit wil sê, moontlik maak vir verskeie halfbandfilters) en hoe aliasing van die ADC-invoerfrekwensies die effektiewe desimeringsfilterreaksies beïnvloed. Die werklike frekwensierespons van HB1 word gegee deur die soliede blou lyn in figuur 4. Die stippellyn verteenwoordig die effektiewe aliasreaksie van HB1 as gevolg van die aliasing -effekte van die ADC. As gevolg van die feit dat frekwensies invoer in 2de, 3de, 4de, ens. Nyquist -sones alias in die 1ste Nyquist -sone van die ADC, die HB1 -filterreaksie word effektief in hierdie Nyquist -sones gekoppel. Byvoorbeeld, 'n sein wat by 3fS/4 woon, sal in die eerste Nyquist -sone by fS/4 alias. Dit is belangrik om te verstaan ​​dat die HB1 -filterreaksie slegs in die eerste Nyquist -sone voorkom en dat die aliasing van die ADC daartoe lei dat die effektiewe reaksie van die HB1 -filter in die ander Nyquist -sones blyk te wees. Figuur 4. HB1 effektiewe filterreaksie as gevolg van ADC -aliasing. Kom ons kyk nou na die geval waar ons HB1 + HB2 in staat stel. Dit lei tot 'n desimasieverhouding van twee. Die werklike frekwensierespons van die HB1 + HB2 -filters word weer gegee deur die soliede blou lyn. Die middelfrekwensie van die filterpasband is steeds fS/4. Deur beide HB1 + HB2 -filters in te skakel, lei dit tot 38.5% van die Nyquist -sone met 'n beskikbare bandwydte. Let weer op die aliasing -effekte van die ADC en die impak daarvan op die kombinasie van HB1 + HB2 -filters. 'N Sein wat by 7fS/8 verskyn, sal by fS/8 in die eerste Nyquist -sone aansluit. Net so sal 'n sein by 5fS/8 alias in die eerste Nyquist -sone wees by 3fS/8. Hierdie voorbeelde met die komplekse na werklike omskakelingsblok moontlik, kan maklik uitgebrei word vanaf HB1 + HB2 om een ​​of albei van die HB3- en HB4 -filters in te sluit. Let daarop dat die HB1 -filter nie omseilbaar is as die DDC aangeskakel is nie, terwyl HB2-, HB3- en HB4 -filters opsioneel geaktiveer kan word. Figuur 5. HB1 + HB2 effektiewe filterreaksie as gevolg van ADC -aliasing (desimasietempo = 2). Noudat die werklike modusbewerking met die desimeringsfilters bespreek is, kan die ingewikkelde werkswyse met die DDC nou ondersoek word. Die AD9680 sal steeds as voorbeeld gebruik word. Soortgelyk aan die werklike modus van die DDC, word die genormaliseerde desimeringsfilterreaksies aangebied. Weereens, die voorbeeldfilterresponsplotte wat hier ingesluit is, toon nie die spesifieke invoegingsverlies vs. frekwensie, maar in plaas daarvan toon hulle figuurlik die benaderde reaksie van die filter aan. Dit word gedoen om 'n goeie begrip te gee van hoe die filterreaksies beïnvloed word deur die ADC -aliasing. Met die DDC in komplekse modus is dit gekonfigureer om 'n komplekse uitset te hê wat bestaan ​​uit werklike en komplekse frekwensiedomeine waarna algemeen verwys word as I en Q. Onthou uit figuur 2 dat die HB1-filter 'n laagdeurlaatreaksie het met 'n deurlaatband van 38.5% van die werklike Nyquist-sone. Dit het ook 'n stopband wat 38.5% van die werklike Nyquist -sone is, met die oorgangsband wat die oorblywende 23% uitmaak. In die komplekse domein vorm die pasband en stopband elk 38.5% (77% totaal) van die komplekse Nyquist -sone, terwyl die oorgangsband die oorblywende 23% uitmaak. As die DDC in komplekse uitsetmodus gebruik word met die HB1 -filter aangeskakel, is die desimasieverhouding gelyk aan twee en die uitsetmonstertempo is die helfte van die invoermonsterklok. As ons die plot uit Figuur 2 uitbrei om die gevolge van die aliasing van die ADC aan te toon, het ons wat in Figuur 6 getoon word. Die soliede blou lyn verteenwoordig die werklike filterreaksie, terwyl die stippelblou lyn die effektiewe aliasreaksie van die filter verteenwoordig as gevolg van die aliasing -effekte van die ADC. 'n Insetsein by 7fS/8 sal in die eerste Nyquist-sone by fS/8 alias, wat dit in die deurlaatband van die HB1-filter plaas. Die komplekse beeld van hierdie selfde sein lê by –7fS/8 en sal 'n alias in die komplekse domein tot –fS/8 plaas en dit in die pasband van die HB1 -filter in die komplekse domein plaas. Figuur 6. HB1 effektiewe filterreaksie as gevolg van ADC -aliasing (desimasietempo = 2) - kompleks. Voortgaan ons na die geval waar HB1 + HB2 geaktiveer is, wat in figuur 7 getoon word. Dit lei tot 'n desimeringsverhouding van vier vir elke I- en Q -uitset. Die werklike frekwensierespons van die HB1 + HB2 -filters word weer gegee deur die soliede blou lyn. Deur beide HB1 + HB2 -filters in te skakel, lei dit tot 'n beskikbare bandwydte van 38.5% van die gedecimeerde Nyquist -sone in elk van die werklike en komplekse domeine (38.5% van fS/4, waar fS die invoermonsterklok is). Let op die aliasing-effekte van die ADC en die impak daarvan op die kombinasie van HB1 + HB2-filters. 'N Sein wat by 15fS/16 verskyn, sal by fS/16 in die eerste Nyquist -sone aansluit. Hierdie sein het 'n komplekse beeld by –15fS/16 in die komplekse domein en pas by die eerste Nyquist -sone in die komplekse domein by –fS/16. Hierdie voorbeelde kan weereens uitgebrei word tot die gevalle waar HB3 en HB4 geaktiveer is. Dit word nie in hierdie artikel getoon nie, maar kan maklik geëkstrapoleer word op grond van die reaksie van HB1 + HB2 wat in Figuur 7 getoon word. Figuur 7. HB1 + HB2 effektiewe filterreaksie as gevolg van ADC -aliasing (desimasietempo = 4) —kompleks. 'N Paar vrae wat by ons opkom as ons na al hierdie antwoorde op ontsmettingsfilters kyk, kan wees: "Waarom besluit ons?" en "Watter voordeel bied dit?" Verskillende toepassings het verskillende vereistes wat baat by die desimering van die ADC -uitsetdata. Een motivering is om 'n sein-ruisverhouding (SNR) te verkry oor 'n nou band van frekwensie wat in 'n RF-frekwensieband geleë is. Nog 'n rede is minder bandwydte om te verwerk, wat lei tot laer uitsetbaankoerse oor die JESD204B-koppelvlak. Dit kan die gebruik van 'n laer koste FPGA toelaat. Deur al vier desimasiefilters te gebruik, kan die DDC verwerkingswins realiseer en die SNR met tot 10 dB verbeter. In tabel 1 kan ons die beskikbare bandwydte, desimasieverhouding, uitsetmonstertempo en die ideale SNR -verbetering sien wat die verskillende desimasiefilterkeuses bied wanneer die DDC in werklike en komplekse modusse gebruik word. Tabel 1. DDC -filterkenmerke vir AD9680 -seleksie van desimeringsfilters Komplekse uitsette Real Output Alias ​​Beskermde bandwydte Ideale SNR -verbetering Decimation Ratio Output Monster Rate Decimation Ratio Output Monster Rate HB1 2 0.5 × fS 1 fS 0.385 × fS 1 HB1 + HB2 4 0.25 × fS 2 0.5 × fS 0.1925 × fS 4 HB1 + HB2 + HB3 8 0.125 × fS 4 0.25 × fS 0.09625 × fS 7 HB1 + HB2 + HB3 + HB4 16 0.0625 × fS 8 0.125 × fS 0.048125 × fS 10 Hierdie bespreking van die DDC -operasie het 'n goeie insig in die werklike en komplekse werkswyse van die desimeringsfilters in die AD9680. Daar word verskeie voordele gebied deur die desimeringsfilter te gebruik. Die DDC kan in werklike of komplekse modus werk en die gebruiker toelaat om verskillende ontvanger -topologieë te gebruik, afhangende van die behoeftes van die spesifieke toepassing. Dit kan nou saamgevoeg word met wat in Deel 1 bespreek is, en help om na 'n werklike voorbeeld met die AD9680 te kyk. In hierdie voorbeeld word gemete data saamgevoeg met gesimuleerde data van Virtual Eval ™, sodat die resultate vergelyk kan word. In hierdie voorbeeld sal dieselfde voorwaardes as in Deel 1 gebruik word. Die insetmonstertempo is 491.52 MSPS en die invoerfrekwensie is 150.1 MHz. Die NCO -frekwensie is 155 MHz en die desimasietempo is ingestel op vier (as gevolg van die NCO -resolusie is die werklike NCO -frekwensie 154.94 MHz). Dit lei tot 'n uitsetmonstertempo van 122.88 MSPS. Aangesien die DDC komplekse vermenging uitvoer, word die komplekse frekwensiedomein by die analise ingesluit. Let daarop dat die antwoorde van die desimeringsfilter bygevoeg is en in donkerpers in figuur 8 getoon word. Figuur 8. Seine soos hulle deur die DDC -seinverwerkingsblok gaan - desimasie -filter word getoon. Spektrum na die NCO -verskuiwing: Die fundamentele frekwensie verskuif van +150.1 MHz tot –4.94 MHz. Die beeld van die fundamentele verskuiwing van –150.1 MHz en draai om na +186.48 MHz. Die 2de harmoniese skuif van 191.32 MHz tot 36.38 MHz. Die derde harmoniese verskuiwing van +3 MHz tot –41.22 MHz. Spektrum Na Decimate met 2: Die fundamentele frekwensie bly op –4.94 MHz. Die beeld van die fundamentele vertaal na -59.28 MHz en word verswak deur die HB2 -desimeringsfilter. Die tweede harmoniese bly op 2 MHz. Die 3de harmoniese word deur die HB2 desimasiefilter verswak. Spektrum Na Decimate met 4: Die fundamentele bly op –4.94 MHz. Die beeld van die fundamentele bly by –59.28 MHz en word verswak deur die HB1 desimasiefilter. Die 2de harmoniese bly by –36.38 MHz en word verswak deur die HB1 desimasie filter. Die derde harmoniese word gefiltreer en feitlik uitgeskakel deur die HB3 -desimasiefilter. Die werklike meting op die AD9680-500 word in figuur 9 getoon. Die fundamentele frekwensie is by –4.94 MHz. Die beeld van die fundamentele lê by -59.28 MHz met 'n amplitude van -67.112 dBFS, wat beteken dat die beeld met ongeveer 66 dB verswak is. Die 2de harmoniese is op 36.38 MHz en is met ongeveer 10 dB tot 15 dB verswak. Die derde harmoniek is voldoende gefiltreer sodat dit nie bo die geraasvloer in die meting uitstyg nie. Figuur 9. FFT komplekse uitset van sein na DDC met NCO = 155 MHz en decimeer met 4. Nou kan Virtual Eval gebruik word om te sien hoe die gesimuleerde resultate vergelyk word met die gemete resultate. Om mee te begin, maak die instrument van die webwerf af oop en kies 'n ADC om te simuleer (sien figuur 10). Die Virtual Eval -instrument is op die webwerf van Analog Devices by Virtual Eval. Die AD9680 -model wat in Virtual Eval geleë is, bevat 'n nuwe funksie wat ontwikkel word waarmee die gebruiker verskillende snelheidsgrade van ADC's kan simuleer. Hierdie funksie is die sleutel tot die voorbeeld, aangesien die voorbeeld die AD9680-500 gebruik. Sodra Virtual Eval gelaai is, is die eerste vraag om 'n produkkategorie en 'n produk te kies. Let op dat Virtual Eval nie net hoëspoed -ADC's dek nie, maar ook produkkategorieë bevat vir presisie -ADC's, hoëspoed -DAC's en geïntegreerde/spesiale doelomsetters. Figuur 10. Produkkategorie en produkeuse in Virtual Eval. Kies die AD9680 uit die produkseleksie. Dit sal die hoofblad vir die simulasie van die AD9680 oopmaak. Die Virtual Eval -model vir die AD9680 bevat ook 'n blokdiagram wat besonderhede gee oor die interne konfigurasie van die analoog en digitale funksies van die ADC. Hierdie blokdiagram is dieselfde as die in die gegewensblad vir die AD9680. Kies vanaf hierdie bladsy die gewenste snelheidsgraad in die keuselys aan die linkerkant van die bladsy. Vir die voorbeeld hier, kies die 500 MHz spoedgraad soos getoon in Figuur 11. Figuur 11. AD9680 snelheidsgraadkeuse en blokdiagram in Virtual Eval. Vervolgens moet die insetvoorwaardes gestel word om die FFT -simulasie uit te voer (sien Figuur 12). Onthou dat die toetstoestande vir die voorbeeld 'n kloksnelheid van 491.52 MHz en 'n insetfrekwensie van 150 MHz insluit. Die DDC is aangeskakel met die NCO -frekwensie op 155 MHz, die ADC -invoer is op Real, die komplekse na reële omskakeling (C2R) is gedeaktiveer, die DDC -desimasietempo is ingestel op Four en die 6 dB -wins in die DDC is Geaktiveer. Dit beteken dat die DDC opgestel is vir 'n werklike insetsein en 'n komplekse uitsetsein met 'n desimasieverhouding van vier. Die 6 dB wins in die DDC word geaktiveer om die 6 dB verlies as gevolg van die mengproses in die DDC te vergoed. Virtual Eval sal slegs ruis- of vervormingsresultate op 'n slag toon, dus word twee plotte ingesluit waar die een die geraasresultate (figuur 12) en die ander die resultate van die vervorming (figuur 13) toon. Figuur 12. AD9680 FFT -simulasie in Virtual Eval - geraasresultate. Figuur 13. AD9680 FFT -simulasie in Virtual Eval — vervormingsresultate. Daar is baie prestasieparameters wat in Virtual Eval aangedui word. Die instrument gee die harmoniese liggings sowel as die ligging van die fundamentele beeld, wat baie handig kan wees by frekwensiebeplanning. Dit kan help om frekwensiebeplanning 'n bietjie makliker te maak deur die gebruiker toe te laat om te sien of die fundamentele beeld of enige harmoniese toon in die gewenste uitsetspektrum verskyn. Die simulasie in Virtual Eval gee 'n SNR-waarde van 71.953 dBFS en 'n SFDR van 69.165 dBc. Oorweeg egter 'n oomblik dat die fundamentele beeld nie tipies in die uitsetspektrum sal wees nie, en as ons die aansporing verwyder, is die SFDR 89.978 dB (wat 88.978 dBc is as dit verwys na die –1 dBFS -insetkrag). Figuur 14. AD9680 FFT meetresultaat. Die Virtual Eval -simulator bevat nie die fundamentele beeld wanneer dit die SNR bereken nie. Maak seker dat u die instellings in VisualAnalog ™ aanpas om die fundamentele beeld in die meting te ignoreer om die korrekte SNR te verkry. Die idee is om frekwensie te beplan waar die fundamentele beeld nie in die gewenste band is nie. Die gemete resultaat vir die SNR is 71.602 dBFS, wat baie naby is aan die gesimuleerde resultaat van 71.953 dBFS in Virtual Eval. Die gemete SFDR is eweneens 91.831 dBc, wat baie naby is aan die gesimuleerde resultaat van 88.978 dBc. Virtual Eval doen ongelooflike werk om die gedrag van hardeware akkuraat te voorspel. Toestelgedrag kan voorspel word vanuit die gemak van 'n lekker stoel met 'n lekker warm koppie koffie of tee. Veral in die geval van 'n ADC met DDC's soos die AD9680, kan Virtual Eval die ADC -prestasie, insluitend beelde en harmonieke, goed genoeg simuleer sodat die gebruiker hierdie ongewenste seine waar moontlik buite band kan hou. Aangesien die samevoeging van draers en direkte RF -bemonstering steeds meer gewild word, is dit baie handig om 'n instrument in die gereedskapskas soos Virtual Eval te hê. Die vermoë om ADC -prestasie en frekwensieplan akkuraat te voorspel, help stelselontwerpers om 'n ontwerp behoorlik te beplan in toepassings soos kommunikasiestelsels sowel as militêre/lugvaart -radarstelsels en vele ander soorte toepassings. Ek wil u aanmoedig om voordeel te trek uit die funksies van digitale seinverwerking in die nuutste generasie ADC's van Analog Devices.

Los 'n boodskap 

boodskap Lys